Распродажа

Электронные компоненты со склада по низким ценам, подробнее >>>

Журнал Радио

2004: 
1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8
2003: 
1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12
2002: 
1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12
2000: 
1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12
1999: 
1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12
1998: 
1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12
1971: 
1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12
1947: 
1, 2, 3, 4, 5
1946: 
1, 2, 3, 4-5, 6-7, 8-9

Новости электроники

В 14 раз выросло количество россиян на MediaTek Labs ? проекте по созданию устройств "интернета вещей" и "носимых гаджетов"

Сравнив статистику посещения сайта за два месяца (ноябрь и декабрь 2014 года), в MediaTek выяснили, что число посетителей ресурса из России увеличилось в 10 раз, а из Украины ? в 12. Таким образом, доля русскоговорящих разработчиков с аккаунтами на labs.mediatek.com превысила одну десятую от общего количества зарегистрированных на MediaTek Labs пользователей.

Новое поколение Джобсов или как MediaTek создал свой маленький "Кикстартер"

Амбициозная цель компании MediaTek - сформировать сообщество разработчиков гаджетов из специалистов по всему миру и помочь им реализовать свои идеи в готовые прототипы. Уже сейчас для этого есть все возможности, от мини-сообществ, в которых можно посмотреть чужие проекты до прямых контактов с настоящими производителями электроники. Начать проектировать гаджеты может любой талантливый разработчик - порог входа очень низкий.

Семинар и тренинг "ФеST-TIваль инноваций: MAXIMум решений!" (14-15.10.2013, Новосибирск)

Компания Компэл, приглашает вас принять участие в семинаре и тренинге ?ФеST-TIваль инноваций: MAXIMум решений!?, который пройдет 14 и 15 октября в Новосибирске.

Мне нравится

Комментарии

дима пишет в теме Параметры биполярных транзисторов серии КТ827:

люди куплю транзистар кт 827А 0688759652

тамара плохова пишет в теме Журнал Радио 9 номер 1971 год. :

как молоды мы были и как быстро пробежали годы кулотино самое счастливое мое время

Ивашка пишет в теме Параметры отечественных излучающих диодов ИК диапазона:

Светодиод - это диод который излучает свет. А если диод имеет ИК излучение, то это ИК диод, а не "ИК светодиод" и "Светодиод инфракрасный", как указано на сайте.

Владимир пишет в теме 2Т963А-2 (RUS) со склада в Москве. Транзистор биполярный отечественный:

Подскажите 2т963а-2 гарантийный срок

Владимир II пишет... пишет в теме Параметры биполярных транзисторов серии КТ372:

Спасибо!

Журнал Радио 8 номер 2003 год.

РАДИОЛЮБИТЕЛЮ-КОНСТРУКТОРУ

Иследование PSpice-моделей аналоговых радиоэлементов

О. ПЕТРАКОВ, г. Москва 

Окончание.
Начало см. а ╚Радио╩, 2002, ╧ 3, 4, 6 , 8

ШУМОВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОЛЕВОГО ТРАНЗИСТОРА
При проектировании усилительных устройств важно учитывать шумовые свойства компонентов, поскольку после усиления необходимо получить хорошее соотношение сигнал/шум. Известно, что основной вклад в шумы вносят активные элементы. Шумы усилительного устройства получатся малыми, если в первой ступени установлен наименее шумящий активный прибор. Часто для этих целей используют полевые транзисторы.

Собственные шумы полевого транзистора условно можно разделить на тепловые, избыточные и дробовые. Тепловой шум вызван хаотическим движением носителей заряда, создающих флуктуации тока и напряжения. На средних рабочих частотах полевого транзистора этот источник шума является основным.

Избыточный шум (или 1/f-шум) доминирует в области низких частот, его интенсивность возрастает примерно обратно пропорционально частоте. Источник этого шума — произвольные локальные изменения электрических свойств материалов и их поверхностных состояний. Он в сильной степени зависит от совершенства технологии и качества исходных материалов, но полностью принципиально не устраним. У современных полевых транзисторов с управляющим р-n переходом избыточный шум превышает тепловой только на частотах меньше 100 Гц, у МДП-транзисторов он более интенсивен и начинает заметно проявляться с частот, меньших 1 ...5 МГц.

Дробовый шум создается током утечки затвора. У полевых транзисторов он относительно мал, поэтому его обычно не учитывают, однако на высоких частотах, когда емкость затвора начинает играть существенную роль, он может быть заметен.

Приведем пример сравнения шумовых свойств моделей полевых транзисторов с управляющим р-п переходом: японского J2N3824 и отечественного КП312А. В схеме измерения (рис. 27) транзистор включен с общим истоком и работает на нагрузку сопротивлением 1 кОм. Используя возможности директив .АС и .NOISE, составим задание на моделирование (табл. 12), с помощью которого рассчитаем спектральную плотность выходного шумового напряжения Su вых(f), В2/Гц. Из графиков (рис. 28) видно, что транзисторы близки по шумовым свойствам, следовательно, с этой точки зрения транзистор КП312А полноценная замена J2N3824.

При расчете уровня внутреннего шума имена выходных переменных имеют стандартный вид:

INOISE — эквивалентный уровень шумового напряжения или тока на входе, равный (Sвх экв(f))1/2;
ONOISE — уровень напряжения шума на выходе, равный (Su вых(а))1/2;
DB(INOISE) — эквивалентный уровень шумового напряжения или тока на входе в децибелах;
DB(ONOISE) — уровень напряжения шума на выходе в децибелах.

В программе Probe корень квадратный из спектральной плотности напряжения и тока внутреннего шума выводится в виде V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE).

Для того чтобы обе кривые построить на одном графике, проще всего в задание на моделирование поставить два задания друг за другом простым копированием через буфер и подставить в каждую часть имя интересующей модели.

ВЫХОДНЫЕ ВОЛЬТ-АМПЕРНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БСИТ
МОП-транзисторы имеют характеристики, близкие к идеальным, для коммутатора, в качестве которых их широко используют. Однако в современных устройствах преобразования энергии требования к коммутаторам очень жесткие. Они должны работать на высокой частоте, при большом токе, быть экономичными. Главный недостаток МОП-транзисторов — относительно малое допустимое напряжение сток—исток. Кроме этого, сопротивление открытого транзистора возрастает пропорционально квадрату этого напряжения. У лучших экземпляров мощных высоковольтных полевых транзисторов напряжение насыщения при номинальном токе достигает нескольких вольт, соответственно, они рассеивают большую мощность. В этом отношении биполярные транзисторы значительно превосходят полевые.

Конечно, возникла идея объединить свойства этих приборов в одном корпусе. В результате был создан биполярный транзистор с МОП управлением, названный IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor — биполярный транзистор с изолированным затвором). В отечественной литературе его называют БСИТ — биполярный статически индуцированный транзистор.

Структурно БСИТ представляет собой биполярный транзистор, которым управляет низковольтный МОП-транзистор (рис. 29). В результате получен прибор, соединяющий достоинства полевых и биполярных транзисторов. У БСИТ практически отсутствует входной ток, они имеют отличные динамические характеристики до частот 20...50 кГц. Потери в них растут пропорционально току, а не квадрату тока, как у полевых транзисторов. Максимальное напряжение на коллекторе БСИТ ограничено только технологическим пробоем.

Сегодня выпускают БСИТ на номинальное напряжение 2000 В и более. При номинальном токе напряжение насыщения у них не превышает 2...3 В. В табл. 13 приведены электрические характеристики некоторых распространенных БСИТ транзисторов, и для сравнения в последней строке приведены параметры мощного полевого транзистора BUZ384.

Построим семейство выходных характеристик моделей биполярного статически индуцированного транзистора APT30GT60 и мощного полевого транзистора BUZ384:

На рис. 30, 31 показаны схемы измерения, а в табл. 14, 15 приведен текст задания на моделирование. Напряжение на затворе транзисторов — параметр, образующий семейство ВАХ. Его изменяют в интервале от 4,5 до 6 В с шагом 0,5 В, а напряжение на коллекторе (и, соответственно, стоке) — в пределах от 0 до 50 В.

В результате получим выходные характеристики модели БСИТ APT30GT60 (рис. 32) и модели полевого транзистора BUZ384 (рис.33).

Графики показывают, что модели действительно отражают свойства реальных приборов и демонстрируют превосходство БСИТ над полевыми транзисторами, когда оба прибора работают в переключательном режиме. Так при токе 10 А напряжение насыщения для БСИТ APT30GT60 — примерно 2,4 В, а у полевого транзистора BUZ384 — 5,6 В. Значения отличаются примерно в 2,3 раза, соответственно, в открытом состоянии при токе 10 А транзистор APT30GT60 будет рассеивать в 2,3 раза меньшую мощность.

ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БСИТ
Нередко биполярные статически индуцированные транзисторы используют для работы в переключательных режимах. Проверим (рис. 34), как он работает с индуктивной нагрузкой. На вход подадим трапецеидальный импульс с крутым фронтом и пологим спадом. Задание на моделирование приведено в табл. 16, а результаты показаны на рис. 35. Полученные графики лишний раз подтверждают, что транзистор, работающий на индуктивную нагрузку, следует выбирать с запасом по напряжению.

СОЗДАНИЕ СВЧ МОДЕЛЕЙ КОМПОНЕНТОВ
PSpice-модели электронных компонентов можно условно разделить на статические и динамические, низкочастотные и высокочастотные, для малого и большого сигналов. Подобная классификация позволяет организовать иерархический ряд моделей, отличающихся вычислительными затратами и допускающими переход от одной модели к другой в процессе моделирования. Очевидно, что наиболее точная и универсальная в таком ряду—динамическая высокочастотная модель большого сигнала.

Динамические модели большого сигнала описываются нелинейными уравнениями и требуют повышенных затрат машинного времени при расчете. В PSpice такие модели используют в основном для расчета режимов по постоянному току и анализа переходных процессов.

Модели для малых сигналов существенно проще. Они описываются линейными уравнениями. Обычно их используют в расчетах при воздействии малых приращений сигнала, когда ВАХ прибора можно считать линейной в окрестности рабочей точки. В PSpice подобные модели применяют для расчетов в частотной области, а также расчета чувствительности и передаточных функций по постоянному току при малых сигналах.

Встроенные PSpice-модели пассивных и активных компонентов — динамические модели большого сигнала. Справедливы они для не очень высоких частот. Однако радиолюбителями уже давно освоен диапазон СВЧ, поэтому вполне логично научиться создавать модели дискретных компонентов, «работающих» на более высоких частотах — высокочастотные динамические модели большого сигнала.

Вычисления на частотах выше 100 МГц требуют учета разнообразных паразитных эффектов (индуктивность выводов, межвыводная емкость и т. д.). У дискретных резисторов небольшого сопротивления следует, прежде всего, учитывать индуктивность выводов. В первом приближении ее можно рассчитать по формуле Lв=2h[ In(4h/d)-0,75], где h и d — соответственно длина и диаметр вывода, в см, Lв — индуктивность вывода, в нГн. Часто при расчетах принимают, что погонная индуктивность выводов примерно равна 1 нГн/мм. На частотах выше 200 МГц индуктивное сопротивление выводов составляет более 10 Ом, что может оказаться существенным, если номинальное сопротивление резистора невелико. Для резисторов же большого сопротивления серьезное влияние на параметры оказывает межвыводная емкость Св. Полная высокочастотная модель дискретного резистора показана на рис. 36.

В пленочных резисторах гибридных микросхем и в диффузионных резисторах интегральных микросхем на высокой частоте следует учитывать паразитную емкость. Если диффузионный резистор изолирован р-n переходом, это — нелинейная емкость изолирующего перехода. В таком случае при повышенной температуре может потребоваться учитывать еще и обратный ток перехода. Наконец, в некоторых случаях следует учитывать еще и выпрямительные свойства перехода, если в какие-то моменты он может открываться.

Строго говоря, на высоких частотах резистор ведет себя как распределенная RC-линия. Однако использовать многосекционные модели длинных линий вряд ли целесообразно. Весьма хорошая — сосредоточенная П-образная модель (рис. 37, 38). Здесь С — полная емкость изоляции. Она разбита на два конденсатора половинной емкости. Диоды D1 и D2 — одинаковые. Площадь каждого из них равна половине площади изолирующего р-п перехода. П — вывод подложки.

В высокочастотных моделях дискретных конденсаторов следует учитывать сопротивление потерь г и индуктивность выводов Le, а в некоторых случаях, когда конденсатор используют во времязадающих цепях, — еще и сопротивление утечки Ry (рис. 39) В интегральных микросхемах конденсаторы обычно реализованы обратно смещенными р-n переходами. При их моделировании следует пользоваться моделями диодов.

В высокочастотной модели дискретной катушки индуктивности необходимо принимать во внимание активное сопротивление обмотки г и межвитковую емкость Св (рис. 40).

Встроенные модели транзисторов обычно справедливы до частот 30...100 МГц. На рис. 41 показана эквивалентная схема нелинейной высокочастотной модели биполярного транзистора. Здесь С1—СЗ, R1—R3 — эквивалентные емкость и сопротивление утечки между выводами транзистора. Эти элементы включают только в том случае, если транзистор выполнен в корпусе. LE0, LC0, LB0 — эквивалентная индуктивность выводов, соответственно, эмиттера, коллектора и базы. Их вычисляют по приведенной выше формуле для расчета индуктивности вывода дискретного резистора.

На частотах несколько сотен мегагерц, по крайней мере, индуктивность LE0 всегда необходимо учитывать, поскольку при большом токе сопротивление эмиттера транзистора примерно такое же или даже меньше.

LE и LB, составляющие единицы нано-генри, — индуктивность внутренних проводников, соединяющих эмиттер и базу с внешними выводами. ССЕ и ССВ — внутренняя емкость между контактными площадками, соответственно, эмиттера и базы и контактом коллектора.

Подобные эквивалентные схемы, учитывающие высокочастотные эффекты, оформляют как макромодель и применяют вместо обычных моделей компонентов. Полагаю, что читателям, знакомым со статьей «Pspice-модели для программ моделирования» в «Радио» ╧ 5—8 за , 2000 г., не составит труда написать тексты макромоделей подобных компонентов самостоятельно. В табл. 17, в качестве примера, приведена макромодель СВЧ транзистора NE68135 фирмы CEL, справедливая до частоты примерно 5 ГГц.

Вернуться к содержанию журнала "Радио" 8 номер 2003 год





Владимир пишет...

Все очень класно и понятно. От всей души большое спасибо за принципы работы БСИД.

02/02/2014 13:15:18



Ваш комментарий к статье
Журнал Радио 8 номер 2003 год. :
Ваше имя:
Отзыв: Разрешено использование тэгов:
<b>жирный текст</b>
<i>курсив</i>
<a href="http://site.ru"> ссылка</a>